山西电子技术 ２０１０年第４期 文章编号：１６７４４５７８（２０１０）０４－００７５－０４ 研究与探讨 三相电压型ＳＶＰＷＭ整流器的研究与设计 黄江波 ，王万宝 （１．长江师范学院，重庆涪陵４０８１００；２．济南供电公司，山东济南２５０００２） 摘要：分析了三相整流器工作原理及数学模型的转换，研究了基于稳态条件下满足功率指标和瞬态电流跟 踪指标的电感设计，提出了一种根据有功电流最大上升速率和直流电压最大下降速率对电容参数进行设计的方 法，为后续研究整流器的高速实时仿真平台奠定理论基础。 关键词：ＳＶＰＷＭ整流器；系统参数；设计 中图分类号：ＴＭ４６ 文献标识码：Ａ Ｏ引言 随着科学技术的迅猛发展，三相桥式全控制整流器在国 民生产中的作用也非常重要。然而，这些非线性负荷设备在 传递、变换、吸收过程中把部分基波能量转换成谐波能量，造 成交流输入电压、电流发生畸变，向系统中注入高次谐波，使 感、三相全控桥、直流侧滤波电容和负载组成。 别代表交流侧三相电压源电压。 分 是直流侧滤波电容Ｃ 的输出电压。ｉ ｉ ｉ。分别代表交流侧三相电流的瞬时值。 Ｔ１～Ｔ６为整流器功率开关管ＩＧＢＴ。Ｒｏ为整流器直流侧的 负载。￡，Ｒ 分别为交流侧滤波电感值和等效电阻。三相电 压型ＳＶＰＷＭ整流器的数学模型是采用开关函数描述的数 学模型，对三相整流桥开关函数Ｓ定义为： ｒ１（上桥臂开关导通，下桥臂开关关断） … 输入功率因数降低，电能质量下降，对电力系统及用户的安 全、经济运行产生严重的危害和影响，甚至造成电力设备的 损坏，干扰保护产生误动，引发电力系统大面积停电等事故。 随着电力电子的迅猛发展，这些变流装置的应用场合和容量 【０（上桥臂开关关断，下桥臂开关导通） ｋ＝ｏ，ｂ，Ｃ（ｏ，ｂ，ｃ三线相连的功率管） 无疑都将日益增长，其产生的谐波和危害也日益严重，因此 抑制谐波污染引起世界各国的高度重视，具有十分重要的研 究意义 。 本文围绕三相电压型ＳＶＰＷＭ整流器的理论进行研究， 建立了相应的数学模型，对模型参数进行了设计。研究了基 于稳态条件下满足功率指标和瞬态电流跟踪指标的电感设 ２三相电压型ＳＶＰＷＭ整流器数学模型 以Ａ相为例，根据基尔霍夫定律建立三相整流器Ａ相 回路方程为： 计，提出根据有功电流最大上升速率和直流电压最大下降速 率对电容参数进行设计的方法。 咯＋Ｒｉａ＝ｕａ－（ＵＡＮ－￣ＮＯ）． （２） 当刀导通， 关断时，即Ｓ。：１，则 ＾Ⅳ＝ 如；当Ｓ。 ＝１ 三相电压型ＳＶＰＷＭ整流器主电路结构 三相电压型ＳＶＰＷＭ全控整流器的主电路拓扑结构如 图１所示。 ０时，则 ＡⅣ＝０。式（２）则可以写成： 警枷 一（ 加）． 同理，可以得到Ｂ相、Ｃ相方程： ｄｉｂ（３） ＋Ｒｉ６＝ ６一（ 出．ｓ６＋ Ⅳ。）． （４） ｏ 警枷 “。一（ｕ 加）． 考虑三相电压源平衡且对称，则有： 。（５） ＋ ６＋ ＝０ ｉ。＋ｉ６＋ｉ ＝０． （６） 联立式（３）一（６），可得： 图１ 三相电压型ＳＶＰＷＭ全控桥式整流器主电路 出＝（Ｓ。＋Ｓ６＋Ｓ ） ＮＯ ——— —一’ （７） 电压型ＳＶＰＷＭ整流器由交流侧电压源、三相滤波电 将式（７）代入（３）、（４）、（５）中．可得： 收稿日期：２ＯＬＯ一０６一ｏ２ 作者简介：黄江波（１９７５－），男，重庆垫江人，讲师，硕士，研究方向：电力电子装置与智能控制。 ７６ 山西电警＋Ｒｉａ＝ｕａ＋ ｄｉｂ＋Ｒｉｂ＝ｕｂ＋ （８） ｄｉｃ 。 ＋ 任何瞬间总有三个开关管导通，对直流侧电容正极节点 处应用基尔霍尔电流定律，得： ｃ Ｌ 一 ： 。“Ｉ。 ｎ ６ ６¨ｃｓ ｃ．’ （９） 综合式（８）和（９），以交流侧电感电流和直流侧滤波电 容输出电压为状态量，可以得到三相静止坐标系下的数学模 型为： ｄｉｏ＝ｕ．－Ｒｉ．－ 二警ｄｉｃ＝ｕ￣－Ｒｉｏ一 ＝ｕ６一尺 一 三 ． 一。 ｃ警 ．ｓ。“ 一 Ｕｄｃ ３三相电压型ＳＶＰＷＭ整流器工作原理 通过对网侧电流的直接控制，或者通过电压对电流的间 接控制，对电路进行空间电压矢量的调制，控制ＩＧＢＴ的开关 状态，改变Ｈ，Ａ 口 ｌｔＣＡ中基波分量的幅值和相位，使ｉ ｉ ｉ。为正弦波且和电压同相位，实现整流侧电路的输入功 率因数为１或近似于１。三相电压型ＳＶＰＷＭ整流器不同于 一般意义上的ＡＣ／ＤＣ变换器，由于能够实现能量的双向传 输，它有两种运行状态。以Ａ相为例，用整流器的矢量图 （见图２）来说明。当整流器从电网吸取电能时，其运行于整 流工作状态，如图２（ａ），电流矢量和电压矢量处于同相位， 交流侧功率因数为１，此时整流器网侧呈现正电阻特性，负 载从电网吸收有功功率；当整流器向电网传输电能时，其运 行于有源逆变工作状态，如图２（ｂ），电流矢量和电压矢量处 于平行但反相位，交流侧功率因数为一１，此时整流器网侧呈 现负电阻特性，负载从电网释放有功功率。 ｎ， ｆｄ ｏＬｅｏ 【，ａ）、 Ｒｆａ 图２整流器矢量图 ４三相电压型ＳＶＰＷＭ整流器参数设计 ４．１直流侧电压的设计 本文设计的三相电压型ＳＶＰＷＭ整流器装置容量为 Ｐ＝５ ｋＷ，交流侧输入电压为Ｕｓ＝１１０ Ｖ。若三相ＰＷＭ整 流器正常工作，要求其主电路直流侧电压必须大于交流侧输 子技术 ２０１０年 入电压的峰值 。由于整流器交流侧输入端的线电压幅 值均为 出的ＰＷＭ波，只要Ｍ出大于交流侧基波峰值电压， 那么整流器输人端的线电压不含有ＰＷＭ开关频率无关的 低次谐波，电感电流不会发生畸变。ｕ如产生的三相桥输入 电压的基波峰值为√３ 如／２，交流侧三相对称系统电压合成 矢量幅值为３ ／２，即： ，ｑ／３＂Ｕｄ下＾ 一 ＾’＊≥ ． （１１）、一一， 由式（１４）可得， 出≥ ≥ ×ｌ１０＝２６９ Ｖ，可选择 直流侧滤波电容输出电压给定为 ＝３００ Ｖ。 ４．２交流侧电感的设计 电感对整个三相ＳＶＰＷＭ整流器系统的影响是综合性 的，一方面从稳态功率满足功率守恒定律；另一方面从滤除 谐波电流和实际的电流跟踪速度出发，找出电流最大脉动量 与电感的关系。 （１）基于稳态条件下满足功率指标设计电感 三相电压型ＳＶＰＷＭ全整流器的输出功率为Ｐ，电压源 的有效值为 ，电流的有效值为，ｓ，由于电感本身和开关功 率管的损耗，交流侧输入功率必须大于直流侧的输出功率。 由此可得：３ Ｉｓ＞Ｐ。流经电感的电压值为：Ⅱ￡＝ｃ￡，Ｌ，｜，一 般要求 ≤３Ｏ％ ，在不计损耗情况下，输出功率最大Ｐ ＝３ＵｓＩｓ可得到电感的一个上限值： ０．９ ≤— ． （１２） （２）基于瞬态电流跟踪指标的电感设计 瞬态电流跟踪指标从两个方面来考虑。一方面从抑制 电流谐波角度来讲，电感不应该太小；另一方面从电流的跟 踪速度上讲，电感尽可能的小。根据三相静止坐标系下的数 学模型分析，以Ａ相电压方程分析，可得： 警 。 ＋ ．（１３） 忽略电感的寄生电阻影响，ＰＷＭ的开关周期为 ，可 以得到它的增量式： ＋ ．（１４） 设Ａ相电压值表达式为１２， ＝４２ ｓｉｎｔｏｔ，在一个ＰＷＭ 周期内， ： ＋ ＋Ｔｏ，忽略零矢量，相邻两个周期内电 流变化相等，则 ＝ ／２。在 时间内电流由负峰值上 升到正峰值，以电流过零点为分界，此时Ｓ。＝０，Ｓ６＝０， Ｓ ＝１，当 ≥２ ｋＨｚ时，ｓｉｎ（∞ ） ∞ ，由式（１７）可得： ＝ ＝．／Ｙｕ，，ｓｉｎｅｏｔ＋ ４ＹＶ，ｏ￣ＴＩ＋ ． （１５） 由式（１５）可得，电流的脉动量为： 第４期 黄江波，等：三相电压型ＳＶＰＷＭ整流器的研究与设计 ７７ △ ：（ Ｌ二兰） ． （１６） 由于电流的最大脉动量△ ≤ｕ．ｚＬ，由式（１６），司得电 感下限值： ≥ Ｐ兰二 在电流跟踪过程中，电流的跟踪速度应该满足电流变化 率的需要。当电流在过零附近时，电流的变化率最大。 ￡ ＝２丁ｕ＆． （１８） 另Ａ相的标准正弦电流ｉ。＝，ｍｓｉｎｔｏｔ，则Ａｉ ≥Ｉｍｓｉｎ （∞ ），将其代入式（１８），可得： ２ｕａ￣Ｔ，Ｌ ≤—≤—＝————～３￣２ｌ ｓｉｎ （．，∞ ） （（１９） ≤ ． （２０） 由于三相ＰＷＭ整流器要正常工作，～一 ＼ ．一 Ⅱ出＞√２ ，比较式 ，，－＿Ｉ（１２）和式（２０），可得０．９ ＜４２●一Ｃ 如 ，那么电感的上限 值以式（１５）计算。 由式（１２）和式（１７），在系统稳定状态下，２ Ｒ 。 Ｍ 如 ２—３ 一 Ｍ也 如，可 得交流侧电感的取值范围： 巡擘 一警．Ｐ …∞Ｐ。、 一‘ 当 ＝１００ Ｖ、 ＝３００ Ｖ、 ＝２ ＝３１４，开关频率为 ＝１０ ｋＨｚ，那么 ＝１０一ｓ，将其代入式（２１），可得电感的 取值范围为： １７ｍ日≤ ≤６．９５ｍＨ． （２２） 本文主要考虑抑制电流谐波指标以及后期大功率整流 器的研制，选择电感值为Ｌ＝６ｍＨ。 ４．３直流侧滤波电容的设计 三相电压型ＳＶＰＷＭ全控桥式整流器直流侧电容的设 计也是一个重要的环节。选择是否合适直接影响到系统的 特性和安全性，从满足电压外环控制的跟随性看，直流侧电 容应尽量小，以确保直流侧电压的快速跟踪控制，而从电压 控制的抗干扰性能看，直流侧电容应尽量大，以限制负载扰 动时的直流侧电压动态降落 Ｊ。 考虑负载由Ｒ 突变到 ２，那么交流输入侧电流也由 ，１突变到 ，此情况下，为了满足负载功率的要求，导致有 功电流突变，而影响直流电压下降。可以在两相旋转坐标系 下分析，当Ｉ／，。处于峰值，Ｓｄ＝一２／３，ｉ。＝０，以及三相对称 系统在ｄ，ｑ轴上有功功率Ｐ＝ｕｆｉｄ： ＝３Ｕ，Ｉ，，可得有 功电流最大上升速率和直流电压最大下降速率： 鲁ｉ 圭（ ＋ 跏）． ２４ ＝吉（ ２ ） 根据初始条件式（２４），当 根据初始条件式（ ），当 ＝０时，＝ 时， 如取得最小值 “ 如 Ｉｎ’联立式（２３）、（２４），可得最小直流电压 如 ｉ ： ｕ如 ．ｎ＝÷（一 ｍ－＋ 乏 ｛雾 ： 虿．＝ 两）・ ３（２５） 由此可得最大直流电压变化量为： ４—，，－＿●９ ＼ △Ｍ ＝Ｕｄ￣０一 ３ 如 ＋ （一 佰 丽３—）２ ＋ ． △ （２６） 如 Ⅻ 根据设定的△ 出Ⅱｌ （一般不大于直流侧电压 、ｌＩ＿，缸 的 ２ ５％）和额定功率时的电阻值Ｒ０＝吮／Ｐ，可以得到电容的 一 ，ｆｌｆ－＼ 变化范围： Ｃ≥ ２ （舞＋ ） ＋ ２—３ 、Ｉｌ－，／Ｌ给定最大直流电压变化量△ｕ如ｍ ＝１０ Ｖ， 出＝３００ Ｖ、 Ｌ＝６ ｍＨ、 ＝ 。 ＝１５５．５６ Ｖ，将其代人式（２７）可得：ｃ≥ １ ２００ Ｆ。 根据实际需要本文选择直流侧电容值ｃ＝１ ５００ 。 在直流侧电容的设计过程中，根据实际需要，综合考虑 电压跟随性和抗扰动性的指标要求，还要从电容器的体积、 价格方面考虑，在满足允许的输出滤波电压波动范围条件 下，尽可能选择较小的电容值。 ５结论 本文主要分析了三相电压型ＳＶＰＷＭ整流器主电路拓 扑结构、特点、工作原理及其各个部分对系统的作用，通过派 克变换将三相静止坐标系下的数学模型转换为两相同步旋 转坐标系下的数学模型，由此可知改变ＩＧＢＴ的开关状态，间 接或者直接控制电流，使网侧电流和电压同相位，电路不仅 工作在整流状态，而且能使三相输入电流成为与电压变化一 致的正弦波，从而实现网侧输入功率因数为１，对网侧不产 ７８ 山西电子技术 ２０１０年 生谐波。设计了直流输出电压的参数，只要 如大于交流侧 Ｆａｃｔｏｒ Ｂｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ Ｈｙｂｒｉｄ Ｔｈｒｅｅ－Ｐｈａｓｅ Ｒｅｃｔｉｉｆｅｒ［Ｊ］． 基波峰值电压，整流器输入端的线电压不含有ＰＷＭ开关频 ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ．２００６：ｌ３ｏ０—１３０６． 率无关的低次谐波，电感电流不会发生畸变。设计了基于稳 李亚斌，李和明，彭咏龙．大功率三相电流型晶闸管 态条件下满足功率指标和瞬态电流跟踪指标的电感最小值 ＳＶＰＷＭ整流器多桥并联技术［Ｊ］．电工技术学报， 和最大值。根据有功电流最大上升速率和直流电压最大下 ２００７，２２（２）：３５—３９． 降速率对电容参数进行设计，该方法达到了理想的效果，为 史伟伟，蒋全．三相电压型ＰＷＭ整流器的数学模型和 后续研究整流器高速实时仿真平台奠定了理论基础。 主电路设计［Ｊ］．东南大学学报，２００２，３２（１）：５０—５５． 参考文献 屈莉莉，秦忆，杨兆华．三相ＰＷＩＶＩ高频整流器主电路 ［１］ 张崇巍，张兴．ＰＷＭ整流器及其控制［Ｍ］．北京：机械 参数的选择［Ｊ］．东北电力技术，２００２，１：４１—４３． 工业出版社．２００３． 罗安，帅智康，王少杰，等．大功率混合型有源电力滤 ［２］ 王群，耿云玲，姚为正．低谐波注入的三相大功率整流 波器［Ｊ］．电力系统及其自动化，２００８，２０（３）：１—７． 电路［Ｊ］．国防科技大学学报，２００２（５）：７５—７９． 熊健，张凯，陈坚．ＰＷＭ整流器的控制器工程化设计方 ［３］ Ｃａｒｌｏｓ Ｈｅｎｒｉｑｕｅ Ｉｌｌａ Ｆｒｏｎｔ，Ｉｖｏ Ｂａｒｂｉ．Ａ Ｎｅｗ Ｈｉｓｈ Ｐｏｗｅｒ 法［Ｊ］．电工电能新技术，２００２，２１（３）：５２—５６． Ｒｅｓｅａｒｃｈ ａｎｄ Ｄｅｓｉｇｎ ｏｎ Ｔｈｒｅｅ－ｐｈａｓｅ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｏｕｒｃｅ ＳＶＰＷＭ Ｒｅｃｔｉｉｆｅｒ ｒＬ ｒ｝Ｈｕａｎｇ Ｊｉａｎｇ－ｂｏ‘，Ｗａｎｇ Ｗａｎ—ｂａｏ ｒＬ （１．Ｙａｎｇｔｚｅ Ｎｏｒｍａｌ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｆｕｌｉｎｇ Ｃｈｏｎｇｑｉｎｇ ４０８１００，Ｃｈｉｎａ； ２．Ｊｉｎａｎ Ｐｏｗｅｒ Ｓｕｐｐｌｙ Ｃｏｍｐａｎｙ， ｎ Ｓｈａｎｄｏｎｇ ２５０００２，Ｃｈｉｎａ） Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｔｈｒｅｅ－ｐｈａｓｅ ｖｏｈａｇｅ ＳＯＵｌ￣ｅ ＳＶＰＷＭ ｒｅｃｔｉｉｆｅｒ ｔａｋｅｓ ｖｅｒｙ ｉｍｐｏｒｔａｎｔ ｒｏｌｅ ｉｎ ｍｏｄｅｒｎ ｐｏｗｅｒ ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ．Ｔｈｉｓ ｐａ－ ｐｅｒ ａｎａｌｙｚｅｓ ｔｈｅ ｗｏｒｋｉｎｇ ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ｏｆ ｔｈｒｅｅ－ｐｈａｓｅ ｖｏｌｔａｇｅ ｓｏｕｒｃｅ ＳＶＰＷＭ ｒｅｃｔｉｆｉｅｒｓ ａｎｄ ｔｈｅ ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ ｏｆ ｉｔｓ ｍａｔｈｅｍａｔｉｃａｌ ｍｏｄｅｌ，ｒｅ－ ｓｅａｒｃｈｅｓ ｔｈｅ ｉｎｄｕｃｔａｎｃｅ ｄｅｓｉｇｎ ｔｈａｔ ｂａｓｅｄ ｏｎ ｓｔｅａｄｙ—ｓｔａｔｅ ｃｏｎｄｉｔｉｏｎｓ ｔｏ ｍｅｅｔ ｔｈｅ ｐｏｗｅｒ ｔａｒｇｅｔｓ ａｎｄ ｔｈｅ ｔｒａｎｓｉｅｎｔ ｃｕｒｒｅｎｔ ｔｒａｃｋｉｎｇ ｔａｒｇｅｔ． Ａ ｍｅｔｈｏｄ ｏｆ ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ ｐａｒａｍｅｔｅｒ ｄｅｓｉｇｎｉｎｇ ｉｓ ｐｕｔ ｆｏｒｗａｒｄ ａｃｃｏｒｄｉｎｇ ｔｏ ｔｈｅ ｍｏｓｔ ａｃｔｉｖｅ ｃｕｒｒｅｎｔ ｒｉｓｅ ｒａｔｅ ａｎｄ ｔｈｅ ｍａｘｉｍｕｍ ＤＣ ｖｏｌｔａｇｅ ｄｒｏｐ ｒａｔｅ．Ｉｔ ｉｓ ａ ｆｏｒｍａｔ ｆｏｒ ｔｈｅ ｉｎ—ｄｅｐｔｈ ｓｔｕｄｙ ｏｆ ｔｈｒｅｅ—ｐｈａｓｅ ｒｅｃｔｉｉｆｅｒ ｂａｓｅｄ ｏｎ ｔｈｅ ｔｈｅｏｒｙ． Ｋｅｙ ｗｏｒｄｓ：ＳＶＰＷＭ ｒｅｃｔｉｉｆｅｒ；ｓｙｓｔｅｍ ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ；ｄｅｓｉｎｇ （上接第７４页） 设计［Ｊ］．低压电器，２００７（９）：１３—１４，２４． ［５］ Ｃ．Ａ．狄苏尔．电路基本理论（下册）［Ｍ］．北京：人民教 ［８］ 海涛．复合开关投切时电容上的能量分析［Ｊ］．陕西电 育出版社，１９７９． 力，２００７，３５（１１）：２７—３０． ［６］ 陈怀忠．基于单片机（ＡＴ８９Ｃ５２）无功补偿复合开关的 ［９］ 薛明琪，徐洪．低压无功补偿投切电容装置选用探讨 研制［Ｊ］．广西电力，２００６（５）：２３—２５． ［Ｊ］．电气应用，２００７，２６（１１）：４４—４６． ［７］ 江和，吴功祥，张培铭．新型无涌流投切的无功补偿器 Ｒｅｓｅａｒｃｈ ａｎｄ Ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ ｏｆ Ｔｈｒｅｅ－ｐｈａｓｅ Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔ Ｃｏｍｐｏｕｎｄ Ｓｗｉｔｃｈ Ｈｕａｎｇ Ｃｈｕｎ—ｐｉｎｇ’，Ｈｕａｎｇ Ｘｉａｏ－］ｉｎ ，Ｈｅ Ｇｕｉ—ｔｅｎｇ ，Ｙｅ Ｌｉｎ （１．ＺｈｏｎｇｓｈａｎＰｏｌｙｔｅｃｈｎｉｃ，Ｚｈｏｎｇｓｈａｎ Ｇｕａｎｇｄｏｎｇ ５２８４０４，Ｃｈｉｎａ； ２．Ｇｕａｎｇｄｏｎｇ Ｓｏｎｇｓｈａｎ Ｐｏｌｔｙｅｃｈｎｉｃ Ｃｏｌｌｅｇｅ，Ｓｈａｏｇｕａｎ ＧｕａｎｇＤｏｎｇ ５１２１２６，Ｃｈｉａｎ） Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｌｏｗ ｐｏｗｅｒ ｆａｃｔｏｒ ｈａｖｅ ａ ｇｒｅａｔ ｎｅｇａｔｉｖｅ ｉｍｐａｃｔ ｏｎ ｌｏａｄ ａｎｄ ｎｅｔｗｏｒｋ，ａｎｄ ｃｏｎｎｅｃｔｉｎｇ ｃａｐａｃｉｔｏｒ ｉｎ ｐａｒａｌｌｅｌ ｏｎ ｂｏｔｈ ｅｎｄｓ ｏｆ ｉｎｄｕｃｔｉｖｅ ｌｏａｄ ｉｓ ｔｈｅ ｃｏｍｍｏｎ ｍｅｔｈｏｄ ｏｆ ｒｅａｃｔｉｖｅ ｐｏｗｅｒ ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ．Ｆｏｒ ｔｈｅ ｐｒｏｂｌｅｍｓ ｏｆ ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ ｓｗｉｔｃｈ ａｎｄ ｃａｐａｃｉｔｏｒ ｓｗｉｔｃ－ ｈｉｎｇ ｏｐｗｅｒ ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ ｓｗｉｔｃｈｅｓ ａｐｐｕｅｄ ｉｎ ｒｅａｃｔｉｖｅ ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｅｑｍｐｍｅｎｔ，ａｎｄ ｂｙ ｔｈｅ ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｎ ｓｉｎｇｉｉｆｃａｎｃｅ ｏｆ ｐｏｗｅｒ ｆａｃｔｏｒ ｃｏｍｐｅｎ－ ｓａｔｉｏｎ，ａ ｔｏｔａｌ ｏｆ ｈｔｒｅｅ・ｐｈａｓｅ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｔｏｐｏｌｏｇｙ ａｎｄ ｃｉｒｃｕｉｔ ｍｏｄｅｌ ｉｓ ｐｕｔ ｆｏｒｗａｒｄ ｉｎ ｔｈｅ ａｒｔｉｃｌｅ，ａｎｄ ａ ｃｏｍｐｏｕｎｄ ｓｗｉｔｃｈ ａｐｐｌｉｅｄ ｆｏｒ ｌｏｗ ｖｏｌｔａｇｅ ｒｅａｃｔｉｖｅ ｐｏｗｅｒ ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｄｅｖｉｃｅ ｉｓ ｄｅｖｅｌｏｐｅｄ，ｗｈｉｃｈ ｉｓ ｂａｓｅｄ ｏｎ ＡＶＲ ｍｉｃｒｏｃｏｎｔｏｒｌｌｅｒ ｔｈａｔ ｔｈｒｏｕｇｈ ｚｅｒｏ ｖｏｌｔａｇｅ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ． Ｔｈｅ ｓｗｉｔｃｈ ｈａｓ ｔｈｅ ａｄｖａｎｔａｇｅｓ ｏｆ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｗｉｔｈ ｏｖｅｒ ｚｅｒｏ ｖｏｌａｔｇｅ；ｔｈｅ ｉｍｐｕｌｓｅ ｃｕｒｒｅｎｔ ｉｓ ｓｍａｌｌ；ｅａｃｈ ｐｈａｓｅ ｈａｓ ｚｅｒｏ ｉｎｔｅｒｒｕｐｔ；ｆａｓｔ ｒｅ－ ｓｐｏｎｓｅ ｓｐｅｅｄ ａｎｄ ＵＳｅＳ ａｔｍｅｇａｌ６ ａｓ ｔｈｅ ｍａｉｎ ｃｈｉｐ．Ｐｒｏｔｏｔｙｐｅ ｔｅｓｔ ｒｅｓｕｌｔｓ ｓｈｏｗ ｔｈａｔ ｉｔ ｍｅｅｔｓ ｔｈｅ ｄ￣ｉｎｇ ｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔｓ． Ｋｅｙ ｗｏｒｄｓ：ｔｈｒｅｅ—ｐｈａｓｅ ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔ；ｉｍｐｕｌｓｅ ｃｕｒｒｅｎｔ；ｓ￣ｔｃｈｉｎｇ ｓｗｉｔｃｈｅｓ；ｐｏｗｅｒ ｆａｃｔｏｒ；ｓｉｎｇｌｅ－ｃｈｉｐ